目前有很多PCB设计工程师在开发高速数位电路板，其中设计热插拔电路以提高电路板功效是一件非常有挑战性的工作。本文将介绍热插拔设计基础，说明不同类型热插拔控制器的利弊，并详细讲述热插拔三个关键元件的选择过程，即类比控制器、功率MOSFET和功率感应电阻器。

 

虽然现在已有很多关注于热插拔控制器设计文献，但是热插拔设计功能性、可靠性及难易程度还取决于在稳定状态与短路条件下控制器和MOSFET的正确选择。下面我们将对一个电路板设计实例进行逐步分析，并说明应用某些控制器时的设计複杂性。

 

基本热插拔电路

图1显示了一个基本热插拔电路，它包括一个热插拔控制器(U1)、一个N通道功率MOSFET(Q1)和一个功率感应电阻器(Rsense)。

 

有两种类型热插拔控制器，分别是电压控制型和电流控制型。电压控制型对Q1的栅极慢慢充电，漏电压跟随栅极电压变化。这种类型的问题是涌入电流不能直接控制，而取决于输入电源的输出阻抗和热插拔负载的阻抗，可在MOSFET周围加几个分离元件限制涌入电流，因此还必须添加其它一些元件以便在出现故障时实现快速关闭。建议新设计不要采用这种结构，除非是在较低的功率水淮上进行热插拔。

 

电流控制热插拔控制器至少含有一个线性电流放大器(LCA)。电流放大器可以感应Rsense两端的电压，并透过回拉Q1的Vgs以保持Rsense上的电压，因而限制峰值涌入电流。由于涌入电流是可以选择的，所以DC/DC转换器输入电压的上升时间将主要由输入阻抗决定。开机时涌入电流过衝击主要取决于负载阻抗、所选择的MOSFET、热插拔控制器驱动器和热插拔LCA的速度。

 

选择热插拔控制器

应选择整合的热插拔还是分离的MOSFET/控制器解决方案呢？让我们首先考虑一下采用整合MOSFET的类比IC方法，可能要考虑的第一件事是整合系统IC与单独的控制器和功率MOSFET的比较。对于-48V电信应用，目前市场上至少已有一种整合解决方案，就是来自Supertex的HV111。该元件在类比过程中整合了一个内建的旁路MOSFET开关，通常而言类比过程比功率MOSFET具有更高的Rds(on)与面积的乘积，这意味着对于相同的Rds(on)类比开关将佔用更多的空间，或者说在相同的面积内，类比开关将有更高的Rds(on)，这对80V或100V开关尤其如此。HV111有一个额定80V的开关，典型Rds(on)为1Ω，最大Rds(on)为1.5Ω。

 

如果负载电流为1A，则开关最大电压降为1.5V，可能导致低压锁定，因此制造商将元件的额定值设为1.65A。由于负载为72W，峰值电流可能为2.8A，所以可将元件搜寻范围收窄到外部电流控制器热插拔或分开的功率MOSFET与Rsense。

 

那么应使用什么样的电流控制器？由于主要关心的是系统可靠性，所以要寻找对过电流或短路响应最快的控制器，制造商把这个作为从Vsense高电平至拉回到阈值附近的MOSFET的栅极电压或低tpHLsense的传播延迟。制造商还可能标出控制回路跨导dIgate/dVsense，它表示栅极电压变化与Vsense电压变化之比。另外还要看一下栅极驱动功能，以确定其可以产生或消除MOSFET寄生电容器。

 

下面我们比较一下故障响应速度和栅极驱动特性。具有较高下拉电流的快速元件在故障条件下功率消耗较低，很多控制器只解决通过控制器的时间延迟，经过MOSFET的开关时间则交由设计人员运算。

 

由于制造商标明的控制回路速度各有不同，所以最好在工作台上用相同测试条件对几个样本进行比较。同样，传播延迟从检测出故障开始，直到栅极电压被下拉到类比电流设定点为止。

 

使用浮动控制器时，需要添加额外的电阻器，称为Rshunt。如像UCCx921、ADM1070和LTC4151均为‘浮动’控制器，就意味着元件裡都含有一个电压调节器，该调节器在地和-48V线路之间与一个分流电阻器串联。UCCx921有一个最小9V的调节电压，因此其Rshunt消耗的功率为：

 

PRshunt=(Vinmax-Vregmin)2/Rshunt

 

建议以最小Vin向调节器提供至少2.5mA偏流，因此

Rshunt=(Vinmin-Vrefmax)/2.5mA=35V/2.5mA=14KΩ。

 

使用10KΩ时，

PRshunt=(75V-9V)2/10KΩ=0.44W

所以应使用至少1W的电阻器。

 

此外，控制器可以让整个线电压通过其自身。例如ISL6141可以通过线电压，其额定值为100V。为了承受可能时长为1μs的200V瞬时电压，必须添加一个瞬时电压抑制器以保护控制器。添加瞬时电压抑制器并不总是一件简单的任务，因为系统工程师经常不知道系统的最大瞬时电压大小。

 

选择Rsense

为了选择Rsense的值，需要知道热插拔电路所需的峰值电流。例如你正设立什么样的电源？它必须提供多大的峰值功率？制造商建议使用什么输入电容器或过滤器？

 

电路板将插入-48V背板中，所以要一个1.2V输出和60A峰值负载或72W转换器。和大多数电源制造商一样，建议在电源的Vin(+)接脚和Vin(-)接脚之间加一个220μF电容器，输入线电压可以在-75V至-35V之间，制造商指定在60A负载时最大输入电流为2.8A。另外你也可以自己运算该电流，最大输入电流出现于负载功率最大且输入电压最小时，即

 

IInput max=Pout max/(Vin min×η)

=72W/(36V×0.72)=2.8A

其中η是该线路和负载条件下的最差效率。

 

选择MOSFET

根据要满足的技术规格，ETSI ETS300 132-2(100V瞬时电压持续100ms)或Bell Core Gr-513-CORE电信规格均可保证抵抗持续10ms-75V、持续10μs-100V和持续1μs-200V电涌。如果系统规格是承受100ms 100V电压，则需选择一个100V MOSFET，我们希望热插拔MOSFET上的电压降最小，同时使功率损失也最小。非故障条件下MOSFET的最大功率损失为：

 

P=Imax2×Rds(on)

如果考虑使用D2Pak封装的NTB52N10，其额定值为100V BVDSS，则在Vgs=10V时最大Rds(on)为30mΩ。最大Pwr(on)损失

P=Ipk2×Rds(on)max=2.82×0.03=0.24W

 

短路时的安全性

负载短路时，全部Vin都加在MOSFET上。这是最糟糕的情况，电流只受MOSFET Rds(on)和熔断丝电阻的限制。从控制器的技术规格出发，假定你正使用一个具有3μs传播延迟的控制器，用于响应故障并下拉MOSFET基淮以维持类比电流限制，则最坏情况下的电流为：

 

Ifaultworstcase=Vinmax/(Rds(on)+Rfuse)=75V/(0.030+0.035)=1154A
 

当然，随着MOSFET温度上升，其Rds(on)也将上升，最后从MOSFET曲线的线性区移到饱和区，MOSFET将自行限制到180A左右，短路时的功率为：

 

Pwrshortcircuit=Vinmax×Imax=75V×180A=13,500W

 

现在市场上有很多热插拔控制器出售，请密切注意所选择的电流驱动控制器的速度和驱动能力。Rsense电路断路器限制电压设为可接受的电大输入电流，同时必须检查短路情况下MOSFET的最差结温，它必须低于最大额定作业结温以确保设计安全可靠。